移相操控全桥ZVS-PWM改换器的剖析与规划

  上世纪60年代开端起步的DC／DC PWM功率改换技能呈现了很大的开展。但因为其一般会用调频稳压操控办法，使得软开关的规模受到约束，且其规划杂乱，不利于输出滤波器的优化规划。因而，在上世纪80年代初，文献提出了移相操控和谐振相结合的思维，开关频率固定，仅调理开关之间的相角，就能轻松完成稳压，这样很好地处理了单纯谐振谐振电路拓扑，在剖析了电路原理和各作业模态的基础上，规划了输出功率为200W的DC／DC

  图1所示为移相操控全桥ZVS—PWM谐振改换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1．2．3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。Di和Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管顺次在零电压下导通，完成恒频软开关。S1和S3构成超前臂，S2和S4构成滞后臂。为防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时刻△t，它是依据注册延时和关断不延时准则来设置同一桥臂死区时刻。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，经过调理α角的巨细，可调理输出电压的巨细，完成稳压操控。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。

  图2为全桥零电压开关PWM改换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面临电路各作业模态做多元化的剖析，剖析不时假定：

  (2)4个开关管的输出结电容持平，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数；

  (1)原边电流正半周功率输出进程。在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内保持S1和S4导通，S2和S3截止。电容C2和C3被输入电源充电。变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。在功率输出进程中，软开关移相操控全桥电路的作业状况和一般PWM硬开关电路相同。

  (2)(t1一t1′)：超前臂在死区时刻内的谐振进程。加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。电容C1和C3敏捷别离充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振完毕前(t2之前)，使前臂中心电压快速下降到一0．7V，使D3当即导通，为S3的零电压导通作好预备。

  (3)(t1′一t3)：原边电流止半周箝位续流进程。S3在驱动脉冲变为高电平后完成了零电压导通，因为D3已提前供给了原边电流的左臂续流回路，尽管两臂中点电压为零，但原边电流仍按原方向持续活动，逐渐衰减。

  (4)(t3-t4)：S4关断后滞后臂谐振进程，t3时加到S4的驱动脉冲电压变为低电平，S4由导通变为截止，原边电流失掉首要通道。C4和C2开端充放电，与谐振电感Lr串联谐振。D2导通续流，为S2的零电压导通作好预备。原边电流以最大改变率从正峰值急速下降。

  (5)(t4一t5)：电感储能回送电网期。t4时刻D2已导通续流，下冲的电流经D2返回到电源EC，补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时刻应该在该时刻段内完毕。原边电流下冲到零点。

  (6)(t5一t6)：原边电流下冲过零后开端负向增大。S2和S3都已导通，构成新的电流回路，开端新的功率输出进程。但副边两整流二极管正是一起导通和急剧改换的进程，副边电压被箝位在低电平，呈现占空比丢掉进程。因而滞后臂死区时刻规划是要害。

  该改换器一个周期内有两个要害的死区时刻，这两个死区时刻的规划会影响到主开关管的电压应力约束和ZVS的完成。为了能够更好的确保每个主开关管上电压应力为输入电压的一半，S1要比S3提前关断tdeadF1，S4要比S2提前关断tdead2。假如4个开关管的输出结电容COSS1～COSS4是相同的，从理论上讲只需tdead0就能够了。但实际上4个开关管的输出结电容不可能完全一致，一起为了能够更好的确保牢靠，此区时刻的设置应该满意如下的条件：S1上的电压抵达Vin/2，也便是D1现已导通；相同，S4上的电压抵达Vin／2，也便是D4现已导通，尽管4个开关管的输出结电容会有差异，可是在用上述办法规划时，能够把COSS1～COSS4看作是器材手册里给定的参数。假定都是COSS，要满意上述条件，死区时刻的规划应满意如下不等式。

  S2和S4的零电压是由激磁电感上的激磁电流在tdead2时刻段对S3的结电容充电，一起埘S2和S4的结电容放电来完成的。实际上，死区时刻不可能规划得很大。在原边电流上冲过零点之前，完毕tdead2让S4注册，以完成自动功率丌关管的零电压注册。若tdead2太长，原边电流过零反向活动之后，将难以完成零电压注册。因而滞后臂的ZVS条件可表示为

  谐振参数的规划是谐振改换器规划中很重要的一环，该谐振参数的设汁能够按下面引荐的办法来规划。

  式中：VOmin为输出直流电压：VD为输出整流二极管的通态压降；VIf为输出滤波电感上的直流压降；Dsecmax为副边占空比。

  依据希望的谐振电容的最大应力VCmax，来规划谐振电容的巨细，其计算公式如下。

  Ls的挑选也涉及到许多问题，取大些可有效地按捺原边电流急剧改变引起的寄生振荡，下降开关损耗；但过大义延长了占空比丢掉时刻，使整机的功率显着下降。如取小些，负载电流最大时仍能操控移相安稳，进步电源功率，但过小，尽管占空比丢掉最小，但增大开关损耗，加重了开关管的温升，下降了电源的牢靠性。

  依据以上办法规划和制作了200W移相全桥谐振ZVS改换器试验样机，其首要参数如下：